De differentiële ladingsversterker opnieuw bekeken

[motoindo]

Jij bent snel!

Valt wel mee, loop al met charge amp 'jeuk' rond sinds Rob ermee op de proppen kwam in 2017~2018 dus ...

de guard ring moet niet aan PXE-, maar aan de bovenkant van C22.

Ga ik doen.

Als je nog compacter wilt bouwen, kun je ook de BAV199S-QZ nemen

Ah, die ga ik erin stoppen.

Nog een vraag, waarom worden er überhaupt twee dioden antiparallel gezet ? tis toch voornamelijk dc met een heel kleine ac component, in ieder geval te klein om de dioden in geleiding te brengen ? Of is het zo gedaan vanwege symmetrie, is de Anode - Cathode lek stroom anders dan Cathode - Anode ?

[motoindo]

Bottom layer met guard ring aan C22 top en quad diodes in SOD363:

charge.amp.2023.0b.bottom.png

Toplayer is identiek gebleven:

charge.amp.2023.0b.top.png

Circuit met BAV199Q:

charge.amp.2023.0b.circuit.png

[Steven]

Nog een vraag, waarom worden er überhaupt twee dioden antiparallel gezet ? tis toch voornamelijk dc met een heel kleine ac component, in ieder geval te klein om de dioden in geleiding te brengen ? Of is het zo gedaan vanwege symmetrie, is de Anode - Cathode lek stroom anders dan Cathode - Anode ?

Goede vraag. De gebruikte opamp MCP6286 is een CMOS opamp en de ingangs-MOSFETs hebben een verwaarloosbare biasstroom. Vrijwel de enige stroom die de ingangspinnen in- of uitgaat is een lekstroom, waarschijnlijk van de protectiediodes. Gespecificeerd is +/-1 pA, dus het is niet eens duidelijk of de stroom erin of eruit gaat. Wordt een biasweerstand gebruikt, dan maakt de stroomrichting niet uit, maar bij biasdiodes wel. Een BAV199 in sper heeft een hele kleine lekstroom, Nexperia specificeert typisch 3 pA bij 75 V reverse spanning. Een andere specificatie van Diodes Inc toont een veel hogere lekstroom, maar ook dat de lekstroom onder de 10 V reverse spanning afneemt en in de buurt van 0 V nog een factor 10 kleiner is. Sommigen hebben een stroom van een paar honderd fA gemeten en dat kan onvoldoende zijn om de biasstroom voor de opamp te leveren. Dan hebben we gelukkig nog de andere diode in forward, die zal de biasstroom dan gaan leveren en er zal een kleine forward voltage over de diode staan, in de orde van enkele mV. Ik heb de specificatie van Diodes Inc geëxtrapoleerd en dan kom je bij 0V en 25⁰C uit op 1 pA. Dat klopt natuurlijk niet helemaal, want bij echt 0V loopt er ook geen stroom. De exponentiële diode-karakteristiek is nooit 100% exponentieel. Voor een Si-diode geldt globaal dat een decade stroomverandering overeenkomt met ongeveer 60 mV spanningsverandering (oftewel 20 mV per verdubbeling of halvering van de stroom). Dus de spanning over de geleidende diode zal beperkt blijven tot enkele mV. Dat levert een beperkte offset op en de polariteit daarvan wordt bepaald door welke diode gaat geleiden. Maar je hebt ze beide nodig.
Voordeel van de exponentiële karakteristiek van de diodes is wel dat de schakeling zich veel sneller zal instellen op de juiste DC niveaus. Na inschakeling kloppen de niveaus nog niet en de diodes zullen extra geleiden tot alle niveaus goed zijn en dan heel hoogohmig worden. Bij uitschakelen is het dan vaak de andere diode van het paar die zorgt dat condensatoren weer ontladen. Met zeer hoogohmige weerstanden (vele Gohm) zou het vele seconden kunnen duren voordat zelfs de kleine 150 pF tegenkoppel condensatoren opgeladen of ontladen zijn.

Leakage BAV199.png

Steven

[Steven]

Nog een kleine toevoeging op het voorgaande. De spanning over de diode en de stroom door de diode hangen met elkaar samen via de zogenaamde diodevergelijking van Shockley. Nu was ik zelf ineens ook wel benieuwd wat dat nu betekent voor de diodespanning.

Diode equation.png

Hierin is I_d de stroom door de diode, I_s de sperstroom, V_d is de spanning over de diode, V_T is de thermische spanning en n is de emissie coëfficiënt (voor Ge geldt n = 1 en voor Si geldt n = 1.1 - 1.8).
Als V_d = 0, dan is I_d = 0.
Stel dat n = 1.4 voor de gebruikte diode, en V_d = 26 mV, dan is I_d = I_s. Niet dat we daar nu zoveel aan hebben, want we weten I_s niet eens precies, die kan flink variëren. Maar toch, als I_s bijvoorbeeld inderdaad 3 pA is, dan heb je bij 1 pA biasstroom een spanningsval over de diode van ongeveer 10 mV.
Nu zit daar een enorme temperatuurafhankelijkheid in, niet alleen in V_T, maar vooral ook in I_s. Grofweg verdubbelt I_s voor elke 10^oC temperatuurverhoging.
Als je nagaat dat de equivalente weerstand van de diode ongeveer gelijk is aan V_T/I_s, dan is die bij I_s = 3 pA nog 8 Gohm. Of als Is = 200 fA (als de spanning bijna 0 is), dan is de weerstand ongeveer 130 Gohm. Maar die weerstand halveert voor elke stap temperatuursverhoging van 10^oC. Was het 8 Gohm bij 25^oC, dan is het nog maar 1 Gohm bij 55^oC. Maar was het 130 Gohm bij 25^oC, dan is het nog steeds 4 Gohm bij 75^oC.

Steven

[motoindo]

Duidelijk, dank voor de uitleg

[Steven]

Guard ring.png

De nodes in het grijze vlak zouden binnen de guard ring moeten zitten, dat zijn de hoogohmige nodes die gevoelig zijn voor lekstromen over de PCB.
Aangezien de ring toch aangesloten wordt op de bootstrap node, mogen de diodes eventueel ook helemaal binnen de ring vallen. De linkerkant is niet hoogohmig maar heeft toch dezelfde spanning als de rechterkant. Zelfs C22 zou er dan binnen mogen vallen; dat heeft heeft niet veel zin, maar misschien komt het voor de layout beter uit.

Steven

[Steven]

En nog een klein berichtje over de zenerdiodes. In het schema had ik BZX84 diodes getekend omdat die in de simulator als model aanwezig was, en Chris nu ook, maar dat kunnen beter diodes uit de BZX58550 serie zijn. Die hebben minder spanningsvariatie bij kleine stromen. Zie de grafieken met het instelpunt in het rood. Bij de BZX84-C5V6 zitten we helemaal in het schuine stuk, bij de BZX58550-C5V6 zitten we al bijna in het loodrechte stuk.
Met name voor D13 is het belangrijk dat de spanning constant blijft. Via D13 wordt de uitgangsspanning afgedeeld naar de bootstrapspanning, dat is de common mode spanning van de opamp. De beide condensatoren C21 en C23 delen de uitgangsspanning af. Die moeten liefst heel goed gelijk zijn, dan is afdeling een factor 2. datzelfde geldt voor de afdeling van R25 en R26; die moeten ook goed gelijk zijn voor dezelfde afdeling met een factor 2. De factor mag ook wel iets afwijken, zolang R25/R26 maar hetzelfde is als C23/C21.
De impedantie van de zenerdiode moet je eigenlijk bij R25 optellen, dus die moet veel kleiner zijn dan de waarde van R25, vandaar dat we in het rechte stuk van de zenerkarakteristiek willen zitten. Een dikke C over D13 helpt ook, maar neemt teveel ruimte in.
D13 zelf is nodig om de DC uitgangsspanning een stukje op te tillen om ruimte te maken voor Q5, terwijl R25 toch hetzelfde is als R26.

Comparison zener.png

Steven

[motoindo]

Ff snel want moet zo op verjaardags bezoek, tantaal over D13 in SMC_A kan ik nog wel een plekje voor vinden denk ik, ga ik volgende week op broeden. Zeners zal ik dan ook aanpassen, qua gelijk loop, NPO is er volgens mij in 0.1% net als de weerstandjes. C22 zit in de top laag maar kan denk ik ook naar beneden.

Nog 1 ding, die guard ring zit wel in het magneetveld, is het handig ergens een knip te plaatsen?

[Steven]

Misschien moeten we een paar dingen even verder bekijken en simuleren. Als modulatie van de zenerspanning een issue blijkt te zijn, dan kan D13 ook vervangen worden door een ATLV431LI of zo, een shunt regelaar met lage Iq (zo komen die dommeriken ook nog eens aan de bak), ingesteld op 5V6. Die ruisen waarschijnlijk wel meer, maar hoe erg is dat op die plaats?
Ik heb nog niet zitten simuleren met de onnauwkeurigheid van de R25 en R26 versus die van C23 en C21. Als de bootstrap door verschil in afdeling niet nauwkeurig is, ontstaat er spanning over de bias diodes en als die te groot wordt zakt de impedantie ervan. Het loont de moeite om dat te kwantificeren. Misschien is er niks aan de hand met 1% weerstanden en condensatoren, of wel, maar blijkt het voordeliger om in elke tak twee diodes in serie te zetten, dan krijgt elk maar de helft van de spanning en de capaciteit halveert ook nog eens. Onderdelen met 0.1% tolerantie zijn duur.

Ik heb niet het idee dat een knip in de lus nodig is, als er al stroom in wordt opgewekt, kan die nergens heen. Ik geloof niet dat zo'n kortsluitwikkeling op afstand, de aandrijving van de woofer beïnvloedt. Nou ja, een kras is snel gezet als blijkt dat het anders is. Maar wat misschien ook kan is op een plek waar ruimte is de lus wel te openen en beide kanten een stuk parallel te laten lopen. Dan moet een lekstroom tussen twee stukken ring meanderen om in het gevoelige gebied te komen.
Misschien de moeite waard om dit eens te lezen: http://ww1.microchip.com/downloads/en/a ... 01258b.pdf Hierin staat ook dat de guard ring vrij van masker moet zijn:

Guard rings surrounding critical signal traces, when properly applied, can significantly reduce PCB surface leakage currents into critical (high resistance) nodes. These guard rings have no solder mask so that the leakage currents flow into them, instead of into the sensitive trace. The guard ring is biased at the same voltage as the sensitive node; it needs to be driven by a low impedance source. Guard rings increase the capacitance at critical nodes. Since they are driven by low impedance sources, these capacitances have little effect on performance.

Dit is het leuke ervan om ideeën al vast op dit forum zetten. Door vragen en antwoorden komen er nieuwe aandachtsgebieden tevoorschijn, om te bediscussiëren en nader te onderzoeken.

Steven

[Kruger_BG]

Thank you for the tips Steven!

I should definitely take a look at the 5V op-amps. They have become so much better the recent times.
About the 4.3V supply - During the testing of the SE amplifier I used whatever was available in the box. I wanted to use ADA4622, but found none, and ended soldering OPA140 instead. You can see the 5.1V zenner in the picture. Those +1.8V were not sufficient because of the jfet input op-amp specifics.

SE_PXE_Amp_Test.jpg

The differential charge amp was tested with very old stock AD822. Could be better, but that was available.

Yes. I am not Dutch.